通过史蒂夫•罗伯茨Recom
快速回顾一下线性和开关电源低效的来源。
大多数工程师都知道开关电源得到广泛应用的一个原因是其能源效率高。但许多工程师对电源技术的了解还不足以解释开关效率和低效率的来源。因此，回顾一下普通的线性电源是如何耗散能量的，以及它们的能源效率为何如此之低是很有用的。它也有助于理解从开关模式设计中哪里漏出的能量。不同的部件有不同的能量损失来源。不同的开关模式设计会以不同的方式损耗能量
首先，考虑线性电源的典型稳压器。它们通常由一个晶体管串联在输入电压和输出电压之间。这通晶体管是调节元件，有效地发挥可变电阻的作用。它限制了从输入到输出的电流。电阻分压器在误差放大器的输入端提供的电压等于参考电压。误差放大器产生一个驱动通管的输出。这个动作使得误差放大器的输入之间的电压差始终为零。换句话说，误差放大器响应的变化，如更高的负载或上升或下降的输入电压。
线性调节器的效率η是由输出功率P的比值决定的出为功率消耗P在：
η= P出/ P在
根据欧姆定律，P出= V出X I.出；P在= V在X I.在；我在=我出+我问；我在哪里问为无负载时线性调节器的静态电流。方程可以改写为:
η= (V出我出) / V在(我出+我问）
现在考虑一个典型的5 v三针稳压器的例子，输入电压为10 Vdc，输出电流为1 a，静态电流为5 mA。效率计算为:
η = 5V x 1A/10V x 1.005A = 0.49
因此，整体效率为49％。注意转换器中的功耗超过输送到负载的5W。如果输入电压降至最低7 VDC，则效率上升至70％，但这是稳压器需要大约2V的净空以进行适当的规定，这是最大实用效率。
从效率方程可以立即看出，这种类型的调节器的效率直接取决于输入电压和负载。能源效率也不是恒定不变的。这也意味着电压调节器必须配备足够大的散热片，以允许在最大输入电压和最大输出电流的最坏情况下安全运行。
现在考虑开关稳压器。与线性稳压器不同的是，线性稳压器将多余的功率作为热量转储以限制输出电压，开关稳压器利用电感和电容元件的储能特性，以离散的能量包传输功率。能量包储存在感应器的磁场或电容器的电场中。开关控制器确保只有负载实际需要的能量在每个包中被转移。这就是为什么这种拓扑结构是节能的。
将能量从输入到交换稳压器中输出的输入最常见的方式是PWM（脉冲宽度调制），其中具有固定时间间隔的可变宽度脉冲调制从输入到输出的能量量。PWM，δ的占空比是接通时间的比率在(从能量源吸取能量的时间)到周期T(与开关频率ƒ相反)OSC）：
δ= t在/ t其中t = 1 /ƒOSC
对于许多开关稳压器，调节的输出电压与PWM的占空比成比例。控制回路使用“大信号”占空比来控制电源开关元件。相反，线性调节器使用“小信号”伺服环路来限制通过通过晶体管的电流。
PWM控制比线性控制更有效的一个原因是主要的损耗发生在开关的每次状态变化期间，而不是连续的。全开或全开的场效应晶体管耗散的功率很小。
与线性调节器相比，确定开关调节器效率的过程更加复杂。线性调节器具有易于预定的DC损耗;最大耗散在通过晶体管中发生。然而，开关调节器不仅具有直流损耗，而且还具有在开关中产生的AC损耗以及用于储能的组件。
例如，一个开关的总损耗不仅包括通断状态的损耗，还包括从通断过渡时的损耗。在变压器的情况下，总损耗由交流(铁芯)、交流(绕组)和直流(绕组)的损耗之和计算。变压器铁心的损耗主要是由磁通量与铁心材料之间的相互作用(磁滞损耗、涡流损耗)引起的。绕组损耗主要由变压器绕组的材料引起(欧姆损耗、集肤效应)。不管怎样，最终的结果是变压器的温度上升。
为了计算DC / DC转换器的效率，必须通过在PWM占空比范围内的损耗平均损耗来找到转换周期的每个部分的损耗。可以控制磁，电感和电容组件中的损耗并最小化以实现高转换效率。通常只有约4％的输入功率丢失并转换成热量。
非隔离变换器通常比隔离变换器效率更高，因为功率转换涉及的部件更少;非隔离变换器不使用变压器，所以没有变压器损耗。然而，尽管有更高的复杂性，隔离dc/dc变换器的效率可以实现超过85%，这取决于额定功率。
输出二极管是开关电路效率损失的主要原因之一。如果输出电流为1 A，二极管正向电压降为0.6 V，那么仅二极管就会损失600 mW。因此，高输出电流dc/dc变换器通常使用带同步开关的fet来降低整流损耗。
可能令人惊讶的是，低功率转换器通常比高功率转换器的效率更低，特别是考虑到更高的输出电流产生更高的I²R损耗。然而，开关控制器、分流稳压器和光耦的内部功耗(“内务”消耗)起着重要作用。如果总管家需求是1瓦，那么10瓦转换器的效率不能超过90%。但是一个100瓦的转换器的最大可能效率是99%。
内务损耗也解释了为什么所有的dc/dc变换器在空载条件下效率为0%，因为变换器仍然消耗功率，但没有输出功率。fet在切换时消耗的功率比在稳定的开或关状态下要大。这是因为它们的内部栅极电容必须进行充放电以切换输出。峰值门电流为2a或更多是正常的。一个dc/dc变换器在没有负载的情况下仍然会以每秒几十万次的速度切换fet，所以dc/dc变换器在没有任何负载的情况下仍然热运行是很正常的。
考虑到寄生
开关模式转换器拓扑结构之间的能源效率水平是不同的。一个原因是他们使用的组件并不理想。教科书描述的转换器拓扑假定理想的组件和忽略寄生效应。然而，电感器具有电容性和电阻性元件，反之亦然，这是生活的事实。因此，开关电源所用元件的选择对其性能有很大的影响。关键元件，如开关和整流元件，磁性元件和滤波电容器，都影响开关频率和转换器的整体效率。
特别是半导体开关具有许多非理想特性。fet对驱动电路有很高的峰值电流要求，特别是栅极和漏极之间寄生米勒电容充放电所需的电流。二极管有一个平行的等效电容，降低了它们的开关速度，当然，也降低了内部正向电压降。电感损耗在很大程度上取决于磁芯材料的选择，电感损耗由绕组中的I²R损耗和匝间的耦合电容引起。电容器具有等效串联电阻(ESR)和等效串联电感(ESL)等寄生效应。所有这些效应都取决于频率，所以电感在高频时可以表现为电容，就像电容可以表现为电感一样。
变压器也有类似的问题。使用变压器的缺点是，从一次绕组到二次绕组的能量转移涉及额外的损耗。因此，buck稳压器可以达到97%的转换效率，而基于变压器的转换器很难超过90%。
寄生的元素
变压器中的寄生效应包括初级和次级绕组的绕组间耦合电容、铁芯的充磁电感以及初级和次级绕组的漏感。
这些变压器寄生效应强烈地影响着变换器的性能。耦合电容导致共模EMC问题。励磁电感引起的铁心饱和限制了变压器电流。漏感尤其麻烦，会降低效率并产生辐射的电磁干扰。
当绕组中电流迅速变化时，漏感也是产生电压尖峰的原因。这样的过电压对初级开关和次级二极管造成了压力，因此它们要么必须调整尺寸以承受峰值电压，要么安装一个平行的缓冲网络以消耗峰值中的能量。
然而，尖峰中的能量和缓冲器必须吸收的功率构成能量损失，从而减少转换器效率的能量损失。尖峰中的能量和缓冲器必须吸收的功率可以根据：
E = 1/2 l泄漏我2泄漏
P = 1/2 l泄漏我2泄漏ƒ
缓冲器不能消除尖刺造成的功率损失。原本在开关或整流二极管中耗散的功率现在由缓冲网络电阻代替。
除了由寄生泄漏电感引起的尖峰之外，任何耦合的反应系统也将表现出共振频率。大多数基于变换器的设计都尝试将这些寄生元件减少到最小或选择谐振不是问题的操作频率。然而，准谐振或谐振转换器设计故意促进通过增加卷绕电感或通过添加附加电感器来振荡共振，因为控制该谐振可以促进有效的转换器设计。
如前所述，任何转换器中的一个大效率损失源是输出二极管中的功耗。低前电压下降肖特基二极管有时可以用作低功率转换器的替代方案，但它们尺寸昂贵以应对更高的电流。即便如此，向前下降约为200英米，因此功率损耗仍然很重要。
同步整流技术的发展是效率提高的一大飞跃。
在具有二极管整流的典型电路中，一个二极管用作整流器，另一个二极管是续流二极管。两个二极管交替装载大致相同的电流。二极管中正向电压降的损耗仅是二极管电流的电压降倍。具有0.5V的典型正向电压，可以假设每放大器0.5W的相对功耗。2.3 V / 10输出转换器因此，电压转换损耗为15％，而不考虑任何其他转换损耗。在二极管中消散的功率将为5W，因此二极管可能必须被散热安装以具有任何有用的操作温度范围。
幸运的是，fet可以用作整流元件，在循环的正向部分打开它们，在循环的反向部分关闭它们。其快速开关和低通阻的优点使其适合作为整流器。
fet的缺点是它们必须是主动驱动的，因此需要额外的时序和驱动电路。同步整流器需要感知内部电压，以正确地打开和关闭两个fet与输出波形同步，因此这种拓扑结构的名称。
相比之下，二极管是无源器件，不需要额外的电路来工作，但是fet大约10mΩ的低导通电阻抵消了高输出电流转换器复杂电路的缺点。
最后，关于计算效率的问题:电压转换的效率是由输出功率与输入功率的比值给出的。在零负载时，效率始终为零。百分比的规格是常见的，但它也可以作为一个标准化的数字(≤1)。通常，数据是在几个条件下提供的，如标称输入电压和满负荷。
参考文献
RECOM电子
recom-power.com
了下:电力电子提示，电容器，电源
